上述对SMPS的讨论也适用于DC-DC变换器。一个通用的DC-DC变换器的简化电路与图13-5所示的没有全波桥式整流器的电路相同。如果不是全部， SN74HCT14PWR大部分理论和结论是适用的。下面的例子是把前面介绍的SMPS理论应用于DC-DC变换器的情况。

   例13-3  考虑一个28V，20A的直流输入变换器，初级寄生电容是lOOpF，工作在lookHz，开关晶体管的上升时间是lOOns。输入电容有0.05Q的ESR和20nH的ESL。从式(13-2)，共模传导发射在398kHz～3. 18MHz为28mV，超过这一频率以20dB/dec的速率下降。

   从式(13-6)，差模发射在398kHz～3. 2MHz为80mV。低于398kHz，发射将以20dB/dec的速率上升，高于3. 18MHz，发射将以20dB/dec的速率下降。

   注意，在这种情况下因为电源是低压高电流电源，差棋发射比共模发射大得多，这个结论也可通过式(13-7)估算得到。

   整流二极管噪声

   SMPS中出现其他的噪声源也应该解决。其中之一是用于整流过程的二极管。当一个二极管正向偏置时，电荷储存在它的结电容内。当二极管截止（反向偏置），电荷必须被移走( Hnatek，1989，p．160)。这被称为二极管反向恢复；当二极管截止时，电压波形上A?~h生一个尖锐的负尖峰，这将产生大量的振铃，成为高频差模噪声源。   

   一些二极管是快速恢复二极管因而截止锐利，另一些二极管是软恢复二极管因而截止缓慢。因为消耗功率少而且更有效，所以快恢复二极管通常是电源设计者的首选。然而，快恢复二极管比软恢复二极管产生更高的频率噪声频谱。

   这方面主要的问题是次级整流器，因为这些二极管工作在比初级整流器高得多的电流水平。这些噪声脉冲可以被传导到电源的次级，和（或）通过开关变压器可被耦合到电源的初级。在这两种情况下，二极管噪声自身显现出差模传导发射。

   对于二极管开关产生的这种高频噪声的一个解决办法是在每个整流二极管两端接一个尖峰降低缓冲网络，如图13-15所示(Hnatek，1989，p．190)’。这个缓冲网络由一个串联R-C电路组成。典型值为470pF和10Q。当二极管切换时，缓冲网络提供一个电流通路以释放二极管结电容中所存储的电荷。因为高频电流将在缓冲网络与二极管的环路中流动，所以这个环路的面积应保持得尽可能地小。

   图13 -15接在电源次级整流二极管两端的缓冲电路

   鉴于图13-15中的两个整流二极管中的一个或另一个总是导通，两个缓冲网络总是有效地连接在变压器次级绕组的两端。在一些情况下，尤其是低功率变换器，设置在变压器次级绕组两端的一个缓冲网络可用于代替每一个整流二极管两端的缓冲网络“。

   另一个方法是每个整流二极管增加一个串联的小铁氧体磁珠。这增加了与整流器串联的高频阻抗，减小了高频振铃电流的幅度。通常最有效的方法是铁氧体磁珠与缓冲电路相结合。

   用一个小铁氧体磁珠减小SMPS中振铃的思路也可被推广到电源中其他的开关设备。小铁氧体磁珠与二极管、整流器或开关晶体管串联通常是抑制这些设备开关时产生振铃的一个有效方法。