输入级的设计
发布时间:2013/7/13 21:23:59 访问次数:1027
我们来考虑输入级的设计。由于HT电源电压只有135V，我们需要选用低压工作时线性良好的管子。ECC86是理想的选择。但ECC88容易获得，以27kQ电阻作阳极负载，在68V阳极电压下的工作表现也不错。据此，得到差分对的尾巴电流为5mA，管子的Vgk=-2V（译注：原文为Vgk=2V）。
最后，我们深入研究如何利用纯电阻构成的分压器，来实现DC耦合。
ECC88内部两只三极管的阳极电压均为68V。6C45Ⅱ的栅极电压约为-1.5V(因为阴极作为放大器的输出端，须置于OV)，因此，需要有69.5V的电位差。如果我们想将分压器流过的电流设定为lOOyA，就需要上臂电阻为695kQ。这是一个尴尬的电阻取值。如果我们换为最为接近的标准电阻值680kQ，那么，分压器流过的电流就变成69.5V/680kQ=102.2p,A。
下臂电阻上的压降需有-1.5V-(-135V)=133.5V，因此，102.2pLA的电流需要使用1.3MQ的电阻。此为现成可用的电阻标准值。可是，我们还要考虑另一个问题。
在我们前面计算的阳极电压上，分压器要从阳极电流中，“偷取”约等于lOOyA的电流。由于2.5mA对于这种型号的电子管来说，属于较小的工作电流，不同管子之间的差别会因此而被大幅“放大”。与这个差别相比，工作电流被小量“偷取”就可以忽略。无论差分对管子的失配，还是工作电流的被“偷取”，都会令整个放大器的输出端偏离OV，鉴此，为什么不利用分压器来作出补偿呢？用一只1.2MQ固定电阻与250kQ可变电阻串联，以此充当分压器的下臂电阻，就可获得士10%的陧值调整变化。这个可变电阻还可以采用更高的阻值，并相应地减小与之串联的固定电阻值；但这样一来，在调整放大器输出端DC电压为OV时，需要对可变电阻作更为精细的调节。
即使放大器输出端DC电压已细心调节为OV，但它会产生漂移。我们需努力迫使输出端的DC电压一直处于OV，而最佳的方法是通过施加反馈来实现。我们可以将一个反馈网络（分压器），以并联的方式接到放大器的输出端，反馈网络的输出则接至差分对右侧电子管的栅极。由于差分对管放大的是其两只管子输入信号的差别，所以，反馈信号与放大器的输入信号构成串联关系。可见，这个反馈是并联引出、串联施加的，因而，可以减小放大器的输出电阻，同时还提高了放大器的输入电阻。减小放大器的输出电阻很重要，因为所有现代电磁式换能器( electromagnetic transducer)都依赖于源电阻为零，才有最佳的瞬态响应。
最后，我们深入研究如何利用纯电阻构成的分压器，来实现DC耦合。
ECC88内部两只三极管的阳极电压均为68V。6C45Ⅱ的栅极电压约为-1.5V(因为阴极作为放大器的输出端，须置于OV)，因此，需要有69.5V的电位差。如果我们想将分压器流过的电流设定为lOOyA，就需要上臂电阻为695kQ。这是一个尴尬的电阻取值。如果我们换为最为接近的标准电阻值680kQ，那么，分压器流过的电流就变成69.5V/680kQ=102.2p,A。
下臂电阻上的压降需有-1.5V-(-135V)=133.5V，因此，102.2pLA的电流需要使用1.3MQ的电阻。此为现成可用的电阻标准值。可是，我们还要考虑另一个问题。
在我们前面计算的阳极电压上，分压器要从阳极电流中，“偷取”约等于lOOyA的电流。由于2.5mA对于这种型号的电子管来说，属于较小的工作电流，不同管子之间的差别会因此而被大幅“放大”。与这个差别相比，工作电流被小量“偷取”就可以忽略。无论差分对管子的失配，还是工作电流的被“偷取”，都会令整个放大器的输出端偏离OV，鉴此，为什么不利用分压器来作出补偿呢？用一只1.2MQ固定电阻与250kQ可变电阻串联，以此充当分压器的下臂电阻，就可获得士10%的陧值调整变化。这个可变电阻还可以采用更高的阻值，并相应地减小与之串联的固定电阻值；但这样一来，在调整放大器输出端DC电压为OV时，需要对可变电阻作更为精细的调节。
即使放大器输出端DC电压已细心调节为OV，但它会产生漂移。我们需努力迫使输出端的DC电压一直处于OV，而最佳的方法是通过施加反馈来实现。我们可以将一个反馈网络（分压器），以并联的方式接到放大器的输出端，反馈网络的输出则接至差分对右侧电子管的栅极。由于差分对管放大的是其两只管子输入信号的差别，所以，反馈信号与放大器的输入信号构成串联关系。可见，这个反馈是并联引出、串联施加的，因而，可以减小放大器的输出电阻，同时还提高了放大器的输入电阻。减小放大器的输出电阻很重要，因为所有现代电磁式换能器( electromagnetic transducer)都依赖于源电阻为零，才有最佳的瞬态响应。
我们来考虑输入级的设计。由于HT电源电压只有135V，我们需要选用低压工作时线性良好的管子。ECC86是理想的选择。但ECC88容易获得，以27kQ电阻作阳极负载，在68V阳极电压下的工作表现也不错。据此，得到差分对的尾巴电流为5mA，管子的Vgk=-2V（译注：原文为Vgk=2V）。
最后，我们深入研究如何利用纯电阻构成的分压器，来实现DC耦合。
ECC88内部两只三极管的阳极电压均为68V。6C45Ⅱ的栅极电压约为-1.5V(因为阴极作为放大器的输出端，须置于OV)，因此，需要有69.5V的电位差。如果我们想将分压器流过的电流设定为lOOyA，就需要上臂电阻为695kQ。这是一个尴尬的电阻取值。如果我们换为最为接近的标准电阻值680kQ，那么，分压器流过的电流就变成69.5V/680kQ=102.2p,A。
下臂电阻上的压降需有-1.5V-(-135V)=133.5V，因此，102.2pLA的电流需要使用1.3MQ的电阻。此为现成可用的电阻标准值。可是，我们还要考虑另一个问题。
在我们前面计算的阳极电压上，分压器要从阳极电流中，“偷取”约等于lOOyA的电流。由于2.5mA对于这种型号的电子管来说，属于较小的工作电流，不同管子之间的差别会因此而被大幅“放大”。与这个差别相比，工作电流被小量“偷取”就可以忽略。无论差分对管子的失配，还是工作电流的被“偷取”，都会令整个放大器的输出端偏离OV，鉴此，为什么不利用分压器来作出补偿呢？用一只1.2MQ固定电阻与250kQ可变电阻串联，以此充当分压器的下臂电阻，就可获得士10%的陧值调整变化。这个可变电阻还可以采用更高的阻值，并相应地减小与之串联的固定电阻值；但这样一来，在调整放大器输出端DC电压为OV时，需要对可变电阻作更为精细的调节。
即使放大器输出端DC电压已细心调节为OV，但它会产生漂移。我们需努力迫使输出端的DC电压一直处于OV，而最佳的方法是通过施加反馈来实现。我们可以将一个反馈网络（分压器），以并联的方式接到放大器的输出端，反馈网络的输出则接至差分对右侧电子管的栅极。由于差分对管放大的是其两只管子输入信号的差别，所以，反馈信号与放大器的输入信号构成串联关系。可见，这个反馈是并联引出、串联施加的，因而，可以减小放大器的输出电阻，同时还提高了放大器的输入电阻。减小放大器的输出电阻很重要，因为所有现代电磁式换能器( electromagnetic transducer)都依赖于源电阻为零，才有最佳的瞬态响应。
最后，我们深入研究如何利用纯电阻构成的分压器，来实现DC耦合。
ECC88内部两只三极管的阳极电压均为68V。6C45Ⅱ的栅极电压约为-1.5V(因为阴极作为放大器的输出端，须置于OV)，因此，需要有69.5V的电位差。如果我们想将分压器流过的电流设定为lOOyA，就需要上臂电阻为695kQ。这是一个尴尬的电阻取值。如果我们换为最为接近的标准电阻值680kQ，那么，分压器流过的电流就变成69.5V/680kQ=102.2p,A。
下臂电阻上的压降需有-1.5V-(-135V)=133.5V，因此，102.2pLA的电流需要使用1.3MQ的电阻。此为现成可用的电阻标准值。可是，我们还要考虑另一个问题。
在我们前面计算的阳极电压上，分压器要从阳极电流中，“偷取”约等于lOOyA的电流。由于2.5mA对于这种型号的电子管来说，属于较小的工作电流，不同管子之间的差别会因此而被大幅“放大”。与这个差别相比，工作电流被小量“偷取”就可以忽略。无论差分对管子的失配，还是工作电流的被“偷取”，都会令整个放大器的输出端偏离OV，鉴此，为什么不利用分压器来作出补偿呢？用一只1.2MQ固定电阻与250kQ可变电阻串联，以此充当分压器的下臂电阻，就可获得士10%的陧值调整变化。这个可变电阻还可以采用更高的阻值，并相应地减小与之串联的固定电阻值；但这样一来，在调整放大器输出端DC电压为OV时，需要对可变电阻作更为精细的调节。
即使放大器输出端DC电压已细心调节为OV，但它会产生漂移。我们需努力迫使输出端的DC电压一直处于OV，而最佳的方法是通过施加反馈来实现。我们可以将一个反馈网络（分压器），以并联的方式接到放大器的输出端，反馈网络的输出则接至差分对右侧电子管的栅极。由于差分对管放大的是其两只管子输入信号的差别，所以，反馈信号与放大器的输入信号构成串联关系。可见，这个反馈是并联引出、串联施加的，因而，可以减小放大器的输出电阻，同时还提高了放大器的输入电阻。减小放大器的输出电阻很重要，因为所有现代电磁式换能器( electromagnetic transducer)都依赖于源电阻为零，才有最佳的瞬态响应。
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