众所周知，tl431在开关电源(smps)反馈环路中是参考电压。该器件结合了参考电压与集电极开路误差放大器，具有操作简单和成本低廉等优点。虽然tl431已在业内被长期广泛采用，但一些设计人员仍会忽略它的偏置电流，以致在无意间降低产品的最终性能。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

图1 tl431等效电路图

图2 smps简化直流模型（不考虑输入波动）

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

图3 使用传统的分流稳压器配置连接tl431

图4 tl431偏置电流过低时性能将明显下降

　　tl431的简化电路图如图1所示，图中包括了驱动npn 晶体管的参考电压和误差放大器，在该封闭的电源系统中，一部分输出电压一直与tl431的vref(参考电压)进行比较。转换器简化直流模型如图2所示，vout与vref通过受传输率影响的电阻分压器进行比较，可得到输出电压的理论值为vref/α。然而，整个增益链路和各种阻抗均会影响输出电压，如下式所示，其中每个希腊字母均表示一个增益，rsol表示开环输出阻抗。

vout=(vref-α×vout) ×β×g- rsol×vout / rl (1)

vout= vref×β×g/(1+α×β×g+ rsol / rl) (2)

静态误差=vref/α- vout= vref×(rsol+ rl)/ [α×(rsol+α×β×g×rl+rl)] (3)

　　从式(3)中可看出，增大增益的值有助减小静态误差，提高输出电压精度。受增益环路影响的另一个重要参数是输出阻抗，系统的输出阻抗可用不同的计算方法得出。任何发生器均可简化为它的thevenin等效，即一个电压电源vth(空载时测得的vout，即令式2中的rsol / rl =0)与一个输出阻抗rth的串联电路。设当负载电阻rl为闭环输出阻抗rth时，输出电压vout可减小至vth/2，以此来计算输出阻抗rth，也可将其表示为rscl。令vth/2 = vout求rscl，由式(2)可得：

vref×β×g/(1+α×β×g)/2=vref×β×g/(1+α×β×g+ rsol/rth) (4)

rscl = rsol/(1+α×β×g) (5)

由式(5)可得出如下结论：

　　1.如果直流误差放大器的增益较大，且dc较高，则rscl接近于零；

　　2.由于对反馈返回路径进行了补偿，所以，当增益随频率增大而减小时，rscl开始增大。阻抗模块随频率增大而增大，说明该阻抗类似于电感；

　　3.当增益降至零时，系统输出阻抗与无反馈时的阻抗相同，均为rsol。此时，系统开环工作。

　　因此，为了减小静态误差，并降低转换器的动态输出阻抗，大多数smps 设计人员会在设计中保持较大的直流增益值。这里的直流增益由tl431提供，可以采用如图3所示的纯积分器配置进行连接。

　　假设图3中的rbias不存在。首先计算分压器网络rupp和rlow，桥接电流ib应大于tl431参考引脚的偏置电流6.5a(最大值)，以减小因偏置而引起的rupp误差。对于12v输出电压，假设 ib=1ma。由于tl431通过rlow施加的电压为2.5v，而rupp施加的电流为1ma，因此可以计算出rlow为 2.5 / 1m = 2.5k，而rupp则等于(12-2.5)/ 1m=9.5k。可进一步选择更小的偏置电流，以减小空载条件下的待机能耗。桥接电流值确定后，即可计算rs。rs必须能提供足够的电流，使光耦合器集电极(或反馈引脚)小于1.2v，以启动空载工作状态下的跳周期。在ncp1200中，引脚2和内部5v参考电压间有一个8k的上拉电阻。如果反馈电流为475a，可将引脚2拉至1.2v (vpin2=5-475×8k)。考虑到光耦合器在较差情况下有50%的电流转换比例(ctr)，则rs必须小于(vout-2.5-1v) / 950<8.94k，假设为8.2k。

　　在ctr为150%的较差情况下，表示led中需要的电流较小，如果将8.2k电阻与tl431串联，则会发生以下情况：

　　1. 轻负载情况：ifb= 475a，则il = 475/ 1.5 = 316a

　　2. 中负载情况：vfb= 2.3v，ifb= 337.5a，则 il= 337.5/ 1.5=225a

　　3. 重负载情况：vfb= 3v，ifb= 250a，则il= 250/1.5 = 1