多输出转换器的阻抗反射
发布时间:2008/6/5 0:00:00 访问次数:372
图 1 测量从初级端看到的等效电阻
图2 连接到辅助绕组时， cl2可以反射到 cl1
图3 电容可以表示成等效的串联电阻
图4 从辅助绕组稳定smps
图5 采用ncp1217实施的平均模型
简单的反射
电阻连接到变压器次级端时，初级端可以“看到”一个等效电阻，如图1所示，其中匝数比在初级归一化。归一化表示将所有比例除以初级匝数比：np：ns＝10：5，在归一化之后表示为1:0.5。
若变压器性能卓越(imag=0)，则可得出：
1 x i1＝n2 x i(方程1)，且v2＝v1 x n2(方程2)或v1 / v2＝1 / n2(方程3)。
因为i2＝v2 / rl(方程4)，可将方程4代入方程1，得出：
i1＝v1 / req＝n2 x v2 / rl(方程5)。重新排列该方程得出：req＝v1 x rl / n2 x v2(方程6)。
根据方程3，最后得到：req＝rl / n22(方程7)。
在这种情况下，变压器变成绕组，简化了分析。
首先用方程7将rl2反射到初级端：req1＝rl2 / n32(方程8)。那么，逆方向应用方程7，将req1“推至”rl1上：req2=req1 x n22=rl2 x n22 / n32。最后，可以得出req的计算方程：req＝rl1 // [ rl2 x (n2/n3)2 ](方程9)。
除了电阻以外，还可以反射为—简单的电容。在这种情况下，对于正弦波激励，电容阻抗为zc＝1 / j x c x (方程10)，此时仍可采用方程7：ceq＝1 / j x c x x n22或ceq＝c x n22(方程11)。
在图2a中，将阻抗反射到另一个绕组。采用方程10和7，可以得出ceq＝(1 / j x c x ) x [n2/n3]2或ceq＝c x [n3 / n2]2(方程12)。注意，该方程与方程9互逆。
如果根据上述结论讨论阻抗，给定阻抗反射到初级端的结果可利用下列方程进行计算：
zeq＝zload x (n1/n2)2(方程12b)假设n1＝1，那么对于电阻，zeq＝rload x (1/n2)2(方程12c)。对于电容，zeq＝1 / (2 x x f x cload x n22)(方程12d)。对于电感，zeq＝2 x x f x lload / n22(方程12e)。
电容始终与等效的串联电阻(esr)相连，如图3所示。电容c和电阻r串联起来可得到复导纳y，计算方程为：
y=或(方程13)。若网络时间常数=r x c，则其阻抗(方程14)。如果采用方程7，则初级端的等效阻抗为：
(方程15)。
当两个受到各自esr影响的电容并联时，就会产生复阻抗并联现象。然而，通过这种元件组合得到的总阻抗没有简单的表达式。阻抗并联时的导纳表达式为：
1. 假设 r1 x c1＝r2 x c2
设y1是r1.c1的导纳，而y2是r2.c2的导纳。因此，ytot＝y1＋y2
ytot==
=(方程16)。采用方程13中的符号，方程16可以改写为：ytot＝。如果1＝2＝，那么最后的导纳可简化为：ytot＝ (方程17)，它与方程13相似，方程13中电容c是两个电容的和(和并联一样)，且esr的值若与(c1+c2)结合，则可得出1或2的值。电阻req＝1 / (c1 + c2)，可以从中推出req＝r1 // r2(因为若f→埃蛄礁龅缛荻冀搪 )。
因此，并联两个时间常数相同的串联rc网络r1-c1和 r2-c2时，产生的等效串联rc网络由c＝c1＋c2和r＝r1 // r2组成。
2．假设r1 x c1≠r2 x c2
根据方程16，简化表达式中的p并且忽略其中的1后得出：
ytot=(方程18)，与方程13明显不同。
总之，时间常数不同的两个并联rc网络不能简化成一个rc网络。
将反射应用于初级稳压电源
在初级稳压电源应用中，辅助绕组不仅提供控制器的电源vcc，还提供输出电压的镜象。若两个绕组之间的耦合质量良好，则电平相互之间的追踪便能取得良好的效果。图4为采用ncp1217设计的反击电源。用齐纳二极管和低成本的双极型元件q1确保反馈。由于反馈电平必须降低以减少功耗，因
图 1 测量从初级端看到的等效电阻
图2 连接到辅助绕组时， cl2可以反射到 cl1
图3 电容可以表示成等效的串联电阻
图4 从辅助绕组稳定smps
图5 采用ncp1217实施的平均模型
简单的反射
电阻连接到变压器次级端时，初级端可以“看到”一个等效电阻，如图1所示，其中匝数比在初级归一化。归一化表示将所有比例除以初级匝数比：np：ns＝10：5，在归一化之后表示为1:0.5。
若变压器性能卓越(imag=0)，则可得出：
1 x i1＝n2 x i(方程1)，且v2＝v1 x n2(方程2)或v1 / v2＝1 / n2(方程3)。
因为i2＝v2 / rl(方程4)，可将方程4代入方程1，得出：
i1＝v1 / req＝n2 x v2 / rl(方程5)。重新排列该方程得出：req＝v1 x rl / n2 x v2(方程6)。
根据方程3，最后得到：req＝rl / n22(方程7)。
在这种情况下，变压器变成绕组，简化了分析。
首先用方程7将rl2反射到初级端：req1＝rl2 / n32(方程8)。那么，逆方向应用方程7，将req1“推至”rl1上：req2=req1 x n22=rl2 x n22 / n32。最后，可以得出req的计算方程：req＝rl1 // [ rl2 x (n2/n3)2 ](方程9)。
除了电阻以外，还可以反射为—简单的电容。在这种情况下，对于正弦波激励，电容阻抗为zc＝1 / j x c x (方程10)，此时仍可采用方程7：ceq＝1 / j x c x x n22或ceq＝c x n22(方程11)。
在图2a中，将阻抗反射到另一个绕组。采用方程10和7，可以得出ceq＝(1 / j x c x ) x [n2/n3]2或ceq＝c x [n3 / n2]2(方程12)。注意，该方程与方程9互逆。
如果根据上述结论讨论阻抗，给定阻抗反射到初级端的结果可利用下列方程进行计算：
zeq＝zload x (n1/n2)2(方程12b)假设n1＝1，那么对于电阻，zeq＝rload x (1/n2)2(方程12c)。对于电容，zeq＝1 / (2 x x f x cload x n22)(方程12d)。对于电感，zeq＝2 x x f x lload / n22(方程12e)。
电容始终与等效的串联电阻(esr)相连，如图3所示。电容c和电阻r串联起来可得到复导纳y，计算方程为：
y=或(方程13)。若网络时间常数=r x c，则其阻抗(方程14)。如果采用方程7，则初级端的等效阻抗为：
(方程15)。
当两个受到各自esr影响的电容并联时，就会产生复阻抗并联现象。然而，通过这种元件组合得到的总阻抗没有简单的表达式。阻抗并联时的导纳表达式为：
1. 假设 r1 x c1＝r2 x c2
设y1是r1.c1的导纳，而y2是r2.c2的导纳。因此，ytot＝y1＋y2
ytot==
=(方程16)。采用方程13中的符号，方程16可以改写为：ytot＝。如果1＝2＝，那么最后的导纳可简化为：ytot＝ (方程17)，它与方程13相似，方程13中电容c是两个电容的和(和并联一样)，且esr的值若与(c1+c2)结合，则可得出1或2的值。电阻req＝1 / (c1 + c2)，可以从中推出req＝r1 // r2(因为若f→埃蛄礁龅缛荻冀搪 )。
因此，并联两个时间常数相同的串联rc网络r1-c1和 r2-c2时，产生的等效串联rc网络由c＝c1＋c2和r＝r1 // r2组成。
2．假设r1 x c1≠r2 x c2
根据方程16，简化表达式中的p并且忽略其中的1后得出：
ytot=(方程18)，与方程13明显不同。
总之，时间常数不同的两个并联rc网络不能简化成一个rc网络。
将反射应用于初级稳压电源
在初级稳压电源应用中，辅助绕组不仅提供控制器的电源vcc，还提供输出电压的镜象。若两个绕组之间的耦合质量良好，则电平相互之间的追踪便能取得良好的效果。图4为采用ncp1217设计的反击电源。用齐纳二极管和低成本的双极型元件q1确保反馈。由于反馈电平必须降低以减少功耗，因
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