2.0 引言

本系列第2部分将着重分析运放电路（尤其是两种常见运放网络）的稳定性。重要的是必须在进行spice仿真前先进行1阶分析（主要用您的经验来进行人工分析）。请记住，如果您不掌握仿真前看到的东西，则电路仿真程序将导致gigo（"垃圾进垃圾出"）。我们将用spice环路增益测试法来进行，以便绘制aol曲线、1/ 曲线及环路增益曲线的波特图。另外，我们还将采用易于构建的运放交流spice模型，以便对任何运放电路的交流稳定性进行快速分析。

在本系列中，我们将采用称为tina的通用spice仿真软件来分析运放电路的稳定性并给出相应的结果。通常将此软件称为tina spice，您可以在www.designsoftware.com 上找到它的各种版本。尽管所给出的一些spice技巧是针对tina的，但您也会发现，您采用的其他spice软件也可从这些技巧中获益。

2.1 spice环路增益测试

图2.0为spice环路增益测试的详细示意图。lt提供一个直流闭环电路，因为每一个交流spice分析都要求有一个直流spice分析。在进行交流spice分析时，随着频率增加，ct将逐渐变成短路而lt将逐渐变成开路，因此，可用一个spice程序来运行所有有关运放交流稳定性的信息。利用图2.0给出的公式，很容易从spice后处理上得到运放aol、环路增益以及1/β幅度与相位曲线。尽管有其他一些方法可用来"打破环路"并用spice来进行交流分析，但图2.0所示方法证明是一种误差最小以及在spice中造成数学差别最小的方法。

2.2 运放网络与1/β

图2.1给出了两种常见的运放网络--zi 与zf。我们将首先单独对这两种网络进行1阶分析，如果与我们的预测结果一致，则再用tina spice来对运放电路进行仿真与验证。1阶分析的关键是采用我们在本系列第1部分中介绍的直观器件模型与少许直觉。

2.2 zf运放网络

让我们先对图2.2所示zf网络进行1阶分析。这是一个运放电路中的反馈网络，其中cp在低频上为开路，且低频1/β变成如图所示的简单rf/ri。而在其他极端频率上（例如高频），cp为短路且高频1/β变成(rp//rf)/ri。但当cp短路时，由于rp<<rf，故rp应在反馈电阻中占优势，因此我们将高频增益近似为rp/ri。请注意，由于在运放反馈路径中有一个电抗元件--电容，因此我们知道在传输函数中的某处必定有几个极点和/或零点。在cp量值与并联阻抗量值相匹配的频率上（这里rf占优势），我们可以预计在1/β曲线上会有一个极点。反馈电阻将变小，因此vout必定开始减小。现在，在cp量值与串联电阻rp量值相匹配的频率上，我们预计会有一个零点，因为随着cp接近短路，净反馈电阻将不再变小，而vout则会随频率的增加而变得平坦。因此通过1阶分析我们可以预测出现极点与零点位置以及低频与高频1/β幅度。
为验证1阶分析，我们用tina spice构造的zf分析电路示于图2.3中。vin设置为直流0v，交流源选项则选择为将交流幅度设置为1。我们的交流分析设置成从10hz至10mhz，并要求保留100个数据点与幅度/相位数据点用于后处理。为进行"spice环路增益测试"，我们采用了带方便电压检测点（n1、n2及n3）的l1、c1 与 vin。从此电路上，我们可看出：aol = n2/n1及1/beta = n3/ n1。
tina spice 仿真的"默认结果"如图2.4所示。没有像我们感兴趣的zf 1/beta 曲线与运放aol曲线那么有用。
因此为获得所期望的曲线，我们将执行如图2.5所示的"后处理计算"。用户自定义函数aol被指定为计算公式n2/n1（用于aol曲线），而beta1（只所以采用这个代号是因为tina spice中不认1/beta）则被指定为计算公式n3/n1（用于1/beta曲线）。
现在我们得出如图2.6所示用于aol 及beta1的计算结果。通过在右击我们不再需要的幅度与相位图中的每一个波形（例如n1、n2及n3），我们能清除所得到的曲线窗口并删除这些不需要的波形。经过这种清理后，再右击每一条曲线的y轴并选择"默认范围"。到目前为止，除我们的曲线不熟悉以及没有使其容易看到20db/decade幅度斜线及45 /decade相位斜线的刻度外，一切都很好。
如图2.7所示，有一个"频率再定标"技巧可使我们能方便地在x轴上得到频率的最佳十倍频程分辨率。右击x轴并选择"属性"，将弹出一个窗口。现在选择用于定标的正确"滴答"数的奥秘是计算所绘出的频率范围种的十倍频程数并加1。如上所述，对于10hz