在开关电源中，功率器件高频导通/关断的操作导致的电流和电压的快速变化而产生较高的电压及电流尖峰是产生emi的主要原因。加缓冲吸收电路有利于降低emi，但会产生过多的功耗，增加元件数量、pcb尺寸及系统成本。

　　通常情况下，系统前端要加滤除器和y电容，y电容的存在会使输入和输出线间产生漏电流，具有y电容的金属壳手机充电器会让使用者有触电的危险，因此，一些手机制造商开始采用无y电容的充电器，然而，去除y电容会给emi的设计带来困难，本文将介绍无y电容的充电器变压器补偿设计方法。

变压器补偿设计

　　减小电压和电流变化率及增加耦合通道阻抗是提高emi性能的常用办法，变压器是另外一个噪声源，而初级/次级的漏感及层间电容、初级和次级间的耦合电容则是噪声的通道，初级或次级的层间电容可以通过减少绕组的层数来降低，增大变压器骨架窗口的宽度可以减少绕组的层数。分离的绕组，如初级采用三明治绕法，可以减小初级的漏感，但由于增大了初级和次级的接触面积，因而增大了初级和次级的耦合电容，采用铜皮的faraday屏蔽可以减小初级与次级间的耦合电容。faraday屏蔽层绕在初级与次级之间，并且要接到初级或次级的静点，如初级地和次级地。faraday屏蔽层会使初级和次级的耦合系统降低，从而增加了漏感。

　　开关管的导通电流尖峰由三部分组成：（1）变压器初级绕组的层间电容充电电流；（2）mosfet漏-源极电容的放电电流；（3）工作在ccm模式的输出二极管的方向恢复电流。导通电流尖峰不能通过输入滤波的直流电解电容旁路，因为输入滤波的直流电解电容有等效的串联电感esl和电阻esr，产生的差模电流会在电源的两根输入线间流动，对于变压器而言，初级绕组两端所加的电压高，绕组层数少，层间电容少，然而，在很多应用中由于骨架窗口宽度的限制，以及为了保证合适的饱和电流，初级绕组通常用多层结构，本设计针对4层的初级绕组结构进行讨论。

　　对于常规的4层初级绕组结构，在开关管导通和关断的过程中，层间的电流向同一个方面流动，在图1中在开关管导通时，原极接到初级的地，b点电压为0，a点电压为vin，基于电压的变化方向，初级绕组层间电容中电流流动的方向向下，累积形成的差模电流值大。在功率器件关断瞬间，mosfet漏-源极电容充电，变压器初级绕组的层间电容放电，这两部分电流也会形成差模电流，同样，基于电压的变化方向，初级绕组层间电容中的电流流动方向向上，累积形成的差模电流值大。

　　差模电流可以通过差模滤波器滤除，差模滤波器为由电感和电容组成的二阶低通滤波器。对于pcb设计而言，尽量减小高的di/dt环路并采用宽的布线有利于减小差模干扰，由于滤波器电感有杂散电容，高频干扰噪声可以由杂散电容旁路，使滤波器不能起到有效的作用，用几个电解电容并联可以减小esl和esr，在小功率充电器中，由于成本的压力不会用x电容，因此，在交流整流后要加一级lc滤波器。

　　如果对变压器的结构进行改进，如图1所示，通过补偿的方式可以减小差模电流。注意：初级绕组的热点应该埋在变压器的最内层，外层的绕组起到屏蔽的作用，同样，基于电压的变化方向，可以得到初级绕组层间电容的电流方向，由图1所示可以看到，部分层间电流由于方向相反可以相互抵消，从而得到补偿。

　　共模电流在输入及输出线与大地间流动，主要有下面几部分可通过mosfet源级到大地的电容cde。如果改进ic的设计，如对于单芯片电源芯片，将mosfet源极连接到芯片基极用于散热，而不是用漏极进行散热，这样可以减小漏极对大地的寄生电容，pcb布线时减小漏极区铜皮的面积可减小漏极对大地的寄生电容，但要注意保证芯片的温度满足设计的要求；通过cm和cme产生共模电流；通过ca和cme产生共模电流，通过ct和coe产生共模电流，通过cs和coe产生共模电流，这部分在共模电流中占主导作用，减小漏极电压的变化幅值及变化率可减小共模电流，如降低反射电压，加大漏-源极电容，但这样会使mosfet承受大的电流应力，其温度将增加，同时加大漏-源极电容，产生更强的磁场。如果系统加了y电容，如图2所示，通过cs的大部分共模电流被y电容旁路，返回到初级的地，因为y电容的值大于coe。y电容必须直接并用尽量短的直线连接到初级和次级的冷点，如果导通时mosfet的dv/dt大于关断时的值，y电容则连接到初级的地，反之连接到vin。

　　电压没有变化的点称为静点或冷点，电压变化的点称为动点或热点，初级的地和vin都是冷点，对于辅助绕组和输出绕组，冷点可以通过二极管的位置进行调整，图2（b）中，a、b和vin为冷点，f、d、b和c为热点，而图2（c）中，a、vcc、vin和vo为冷点，d、f和g为热点。