如何获得有效分辨率23位
从您的24位转换器
作者：Bonnie C.贝克
该ADS1210与ADS1211是高精度，宽动态
范围内，
Σ
有没有遗漏的24位A / D转换器
代码和高达有效分辨率的23位有效值。因为
的性质
Σ
设计架构的电路
设计者控制多个变量和接口的
在A / D的转换过程中选择比可变现
与其他转换器的架构。这些选项digi-
理货实施，包括模拟输入配置，
过采样，校准和数字协议控制。 CON-
sequently ，这些A / D变换器可以服务多种
应用程序，包括精度高，速度快，并且低
力。
有之前必须存在的条件的子集
第23位有效值可以与实现
ADS1210 / 11 。这些A / D转换功能的操作如
还有实用的布局建议讨论
本应用笔记。
23-BITS
RMS
有效分辨率DEFINED
比特或有效分辨率的有效数是一个术语，它
与16+位转换器的到来被开发。
这些高分辨率转换器是能够输出的
比能准确地被一个CON-数字化多个比特
版本。通过精心布局的做法，这种程度的不确定
确定性是，现在仍然是为主的后果
设备噪音。多次转换，连同mathemati-
校准操作，可靠地产生较大的有效谐振
lution在整体的转换速度为代价的。该
另外一个DSP或
C
型设备中需要
应用程序来实现这种类型的性能improve-的
换货。的拓扑
Σ
转换器减轻了板级
的密集DSP软件设计工作由设计师
掺入的过采样和数字滤波内
A / D转换芯片。
高析像度
Σ
转换器，如ADS121x
家族的Burr-Brown ，宣传的有效分辨率
多达23位有效值在10VP -P的满刻度范围在100Hz的
数据速率。这转化为有效分辨率0.975μVrms
化。对于这种讨论的其余部分， “有效”的
定义有效值的ADS1210的数字输出/ 11时
配置10V和编程的满量程输入范围
梅布尔增益的一个设置。这一业绩超过了其他
A / D转换器拓扑结构，如SAR（逐次
近似）的设计。作为一个额外的好处，在
Σ
CON-
变流器的应用程序比精度更便宜
SAR转换器应用。
虽然
Σ
转换器吸收的计算
数字滤波函数的开销，有轻微的
变异为数字输出到数字输出。的精度
数字输出码是受在累积噪声
转换的时间。这种噪声可以通过生成
电路，并通过注入的A / D转换器
输入引脚，基准销或电源连接。
或者，该噪声还可以通过该设备产生的
本身。有效分辨率定义为统计标
多种转换准差（ V有效值） 。样本
256的尺寸被用于表征ADS121x家族
产品。较小的样本量也适当。
虽然噪声是随机事件并且任何振幅是
随着时间的推移各输出的理论上可能的话，发生
可以可靠地预测与高斯分布的统计上
蒂卡尔模型。当均方根值乘以两倍
波峰因数，峰值 - 峰值相当于可以计算。该
高斯分布，如图1所示，示出了
大值的可能性减少与增加的幅度。
超过上述均方根值的概率（ 1
标准偏差），可以预期有一个波峰因数
（峰值/ RMS） 。峰对峰的值可以用一个2×预测
波峰因数。图1示出一个特定的概率
的平均输出相较于2倍的峰值因数输出偏差
多。例如，与1μVrms的有效分辨率，
一个样品的超出概率
±2.625V
（2个波峰
从平均输出系数= 5.25 ）为0.01 。如果2个波峰
6.6因子被施加时，输出的概率超过
±3.3V
平均输出为0.001 。
P-P噪声计算从RMS
1.0
0.1
1
3
4
更高的山峰的概率
0.01
0.001
0.0001
0.00001
0.000001
0.0000001
0.00000001
0.000000001
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
2个波峰因数（VP -P / Vrms的）
图1，当转换均方根噪声的峰 - 峰
噪声波峰因数可以被用作一个相乘常数
哪个预测发生超出峰值的概率
峰峰值噪声计算。
AB-120
1997年的Burr-Brown公司
1
美国印刷1997年9月
的2倍的峰值因数常数可以被选择，以满足
应用的需要，然而， 6.6的标准即Burr-
布朗选择使用来定义“无噪声位” 。同
这2个波峰因数，
无噪声位=有效位有效值 - 2.723位。
使用ADS1210 / 11作为一个例子，表Ⅰ示出了
的位有效值的关系（FSR = 10V） ， Vrms的，对的pV和
无噪声位（ FSR = 10V） 。此表中的数据速率是
定义为所产生的数字输出数据的频率
由转换器。在Turbo模式（在这种情况下， 16）是一个
ADS1210是，用于提高调制器/ 11特性
采样速率由2，4， 8或16倍正常。增加
在采样率被等同于增加有效
分辨率。
有效
有效
决议
数据
有效分辨率
(p-p
VRMS ，
频率（Hz ） BITS有效值
(
VRMS ）
2个波峰因数= 6.6 ）
40
50
60
100
1000
23.0
23.0
23.0
22.5
20.0
1.0
1.0
1.0
1.4
7.8
6.6
6.6
6.6
9.24
51.48
有效
噪音
FREE位
20.28
20.28
20.28
19.78
17.28
程序转换器的Turbo模式
和抽样率
该ADS1210 / 11缺省的数据速率是（ 850
x
X
IN
/10
7
）赫兹。为
例如，如果外部时钟输出到A / D转换器（Ⅹ
IN
）是
10MHz的，默认的数据速率将是850Hz 。的数据速率
在A / D转换器是通过把振荡容易衡量
屏幕截取探针上的DRDY引脚。这个缺省的数据速率是
实现了与第23 （十进制）的抽取比和涡轮
一个模式。当ADS1210 / 11被编程在该
方式，预期的有效分辨率约为
12位真有效值（给定的X
IN
= 10MHz时） 。前23位的有效值
有效分辨率可以实现，所述涡轮模式和
抽选比率必须被重新编程到A / D转换
转换器。表三列出了建议的涡轮增压模式，
抽样比VS外部时钟（X
IN
）时所需的
得到23位的RMS有效分辨率。
要注意的是有用的，该设置的可编程
增益放大器（PGA ）内的
Σ
转换始终是
配置为等于一，如果23位的有效均方根
分辨率是所期望的目标。
接受
抽取
比（多个）
5200至8000
7812
7812
表I使用ADS1210 / 11作为一个例子，各种
计算所述转换过程的准确性的方法
示。
从有效位有效分辨率或翻译
反之亦然是：
10V
20 日志
– 1. 76
ER在Vrms的
ER中位有效值
=
6. 02
外部时钟
频率，X
IN
10MHz
5MHz
2.5MHz
推荐
Turbo模式
16
8
16
预期
数据频率（Hz ）
的40Hz到60Hz的
10Hz
10Hz
表III 。在A / D转换器的涡轮增压模式和抽取
比例必须为了重新编程，从它的默认设置
实现有效分辨率23位真有效值。
遵循良好的接地和电源
平面布置实践
最好的布局的方法就是将模拟部分的电源
从一个供给在A / D转换器和数字部分
从单独的+ 5V电源。在这种配置中，模拟
供应量应拿出第一投保的基板没有
反向偏置引起的锁存状态。良好的去耦
做法应当用于同时在所述的A / D转换器
模拟和数字电源。一个1μF到10μF的电容，在
用一个0.1μF的陶瓷电容并联建议。所有
去耦电容应尽量靠近
设备成为可能，特别是0.1μF陶瓷电容
器。对于任一电源，高频噪声一般会
除了整数倍的数字滤波器被拒绝
的调制频率。特别地，模拟电源
要完善监管和低噪音。电源
电源抑制与频率的曲线图如图2所示。
在DEM- ADS1210 / 11可用于说明本祁门功夫，功夫
tance这些接地和电源的做法。自
在模拟和数字电源的隔离
电源平面和地平面是相同的，所述接地平面
是在图3中示出并用于此的讨论。该
设备的模拟引脚（1 ，2，3 ，4，5 ，6，7 ，19，20 ，21，22 ，23，和
在ADS1211的情况下， 24）都在模拟地
和电源平面。设备的数字引脚（8 ，9，10 ，11，12 ，
13 ，14，15 ，16，17 ，并在ADS1211的情况下， 18 ）是
ER在Vrms的
=
10V
6. 02 ER中位有效值
+
1. 76
20
10
与ADS1210 / 11 ，涡轮增压模式功能允许
用户编程的转换器的过采样速率。
在Turbo模式功能的关键是实现23位真有效值
有效的解决方案。作为涡轮模式的增加，
有效分辨率也提高了。表二显示了
Turbo模式以及各种数据速率之间的关系。
噪音
数据
率
（赫兹）
10
20
40
50
60
100
1000
涡轮
模式
RATE = 1
2.9
4.3
6.9
8.1
10.5
26.9
6909.7
涡轮
模式
RATE = 2
1.7
2.1
3.0
3.2
3.9
6.9
1354.4
水平
涡轮
模式
RATE = 4
1.3
1.7
2.3
2.4
2.6
3.5
238.4
(
VRMS ）
涡轮
模式
RATE = 8
涡轮
模式
RATE = 16
1.3
1.6
1.8
1.9
2.7
46.6
1.0
1.0
1.0
1.4
7.8
表II 。此表表明，性能
该ADS1210和ADS1211可与变化进行调整
Turbo模式和抽取比例。
2
图3. DEM - ADS1210 / 11的示范灯具模拟和数字电源层分开，如上图所示。
这些高分辨率的电路板布局
Σ
转换器。如果
在A / D转换器，外加几逻辑芯片是唯一的零件
上板，接地和电源平面布局的限制
可以放宽。如果存在粘合逻辑的最小量
在布局中，A / D转换器可以实现23位
有一个接地和电源层的分辨率。的关键
成功的23位的系统，是保持数字返回电流
离电路的模拟前端。特别
注意，时钟网络的电流路径和高
频率耦合。特别注意，应采取与
表面贴装的ADS1210和ADS1211的版本。
由于芯片的基片是物理地接近
板比将它与一个塑料DIP ，电源面
和接地平面应该被从下方拆下的
芯片。
在DEM - ADS1210 / 11板借自己方便实验
心理状态在探索不同的电源布局的配置
系统蒸发散。该结果总结于表IV中。
需要注意的是DEM- ADS1210 / 11具有公平是有用
逻辑板上的金额，其中包括两名
P
和阵列
内存芯片。表Ⅳ中的数据说明了影响
数字噪声耦合到模拟信号路径和
因此增加的本底噪声。
选择合适的外部时钟源
是，用于与ADS121x时钟的类型并具有
关于该装置的噪声性能的影响，特别是
当校准被使用。噪声似乎增加作为
时钟得到进一步远离一个完美的正弦波。为
例如，方波含有丰富的谐波会引起
最多的问题。
方波含有丰富的谐波它很容易结合
从微量到轨迹或从数字到模拟的平面内。
精心布局可以减少影响这个噪声源。在
校准而言，的自校准过程
PSRR与频率
85.0
80.0
PSRR （分贝）
75.0
70.0
65.0
0.1
1
10
100
频率（Hz）
1k
10k
100k
图2.良好的接地做法和布局的做法
表明模拟和数字电源层是分开的。
该ADS1210与ADS1211电源抑制与
频率显示在这里，强调降噪
技术应该被施加到电源总线。
所有的DUT （被测设备），数字地和
电源平面（参见图3） 。在A / D转换器的数字引脚
转换器接口的“被测器件控制器”
P,
8XC51 （ U4 ） 。
这
P
和“内存控制器”
P
（ 8XC51 ， U5 ）沿
对于数字存储芯片有自己的地面和
这部分地从DUT分区电源平面
数字地和电源平面。采用这种布局，在当前
电路板的数字部分的路径转向朝
电源连接器，而不是以往的A的数字侧/
D转换器。电源是通过模拟提供给董事会
电源连接器，P4和数字电源连接
器， P5 。
乍一看，这种布局会建议演示
电路板设计人员已经到非凡的努力来优化
3
测试条件
简短的模拟和数字DUT接地和电源
在芯片通过短接引脚6 （ AGND ）至12针
（ DGND ）和引脚19 （ AV
DD
）引脚13 （ DV
DD
).
简短的模拟和数字被测设备接地处
芯片通过短接针脚6 （ AGND ）到引脚12 （ DGND ） 。
简短的模拟和数字DUT功率芯片
通过短接针脚19 （ AV
DD
）引脚13 （ DV
DD
).
简短的模拟和数字DUT接地和电源
在董事会通过插入一个短路的边缘
酒吧在R1 （地面短）和CRN2
（电源平面的简称） 。
简短的模拟和数字被测设备接地处
董事会通过插入短路棒的边缘
在R1 。
简短的模拟和数字DUT的功率在边缘
董事会通过插入短路棒CRN2的。
功率从板凳连接到主板
电源采用四分之一英寸线。
有效
决议
(
VRMS ）
18
有效
决议
（位有效值）
18.8
节点。在这些应用中，操作应该改善，如果一个
系统校准被使用。
外聘VS内部2.5V基准
外部参考建议对电路设计
其中， 23位真有效值有效分辨率为设计目标。该
推荐的电路结构示于图4中
该电路REF1004-2.5 ，从的Burr-Brown 2.5V参考
被使用。沿与支撑此相同的附图芯片
电路上的演示夹具的实施
ADS1210与ADS1211 （ DEM - ADS1210 / 11 ） 。内部
该设备通常会提供至多参考
20位有效值，不管其他措施来实现
最佳性能。由于ADS1210和ADS1211
引用的CMOS基准，它具有比多个噪声
相当于双极参考。有效分辨率图
包括在产品数据手册ADS1210 / 11
产物用外部基准产生
(REF1004-2.5).
与输入引脚优抚
中的差分模拟输入方面，有一对
与ADS1210的输入和4对与ADS1211 。
三种技术可以用来降低输入噪声向
转换器在这些引脚。一个主要的考虑因素是使
18
18
5
18.8
18.8
20.6
5
20.6
5
1
20.6
23
表四。 ADS1211 ，X
IN
= 10MHz时，数据速率= 60赫兹，
Turbo模式= 16 ， PGA = 1 ，预期数
有效位有效值= 23 。
转换器断开的输入端与输入引脚和
执行自校准。一旦设备进入
正常操作中，从非理想正弦波的噪声
振荡器可以耦合到高阻抗输入
22
23
24
1
2
3
4
5
7
A
IN
4P
A
IN
4N
A
IN
3P
A
IN
3N
A
IN
2P
A
IN
2N
A
IN
1P
A
IN
1N
VBIAS
XOUT
11
XIN
10
模拟电源
+5V
供应
J4 1
R8
50k
C
2
10F
R13
0
6 AGND
19 AV
DD
模式
18
17
16
15
14
9
8
13
DRDY
SDOUT
SDIO
C15
0.1F
21
REF
IN
REF
OUT
SCLK
DSYNC
CS
DV
DD
U3
REF1004
C9
1F
20
DGND
12
ADS1211
图4，这是ADS1210推荐的外部基准电路和ADS1211时的有效分辨率
23位有效值是必需的。
4
引线从输入源尽可能的短。这是
做是为了避免EMI效应可能被耦合到
输入引脚的转换器。一个0.1μF电容应
直接跨接在差分输入。这样做是为了
衰减高频噪声也就是出现在输入
该装置的引脚。第三降噪技术是
将每个模拟输入引脚的抗混叠滤波器。这是
建议减少高频带外噪声
进入转换器和混叠到数字
输出信号。
当测试这些噪音降低技术，用户
应该意识到设备噪声的一个特定类型是
在图5中示出这种类型的噪声的公知在存在
使用转换器
Σ
拓扑结构。某些低电压输入
在A / D转换器的输出产生一个低电平均方根噪声
转换器。这些输出似乎有一个低频
组件或音。
1 ，和195的抽取比给出的100Hz的数据速率。
此数据的平均输出（简称为电压输入）被
43μV与32μVrms的一个标准偏差。预期
该ADS1211在此配置中表现
1.4μVrms ，每表II中。图7中的数据是从
相同的设备，在该布局略有变化。该
该转换器的输入的长度引线从6变
英寸至1英寸。
ADS1210
TURBO 16 ， PGA 1 ， DR 3125 ， 100Hz的，V
IN
= 0V
1.00E
0.00E
–1.00E
十分之一伏
–2.00E
–3.00E
–4.00E
–5.00E
–6.00E
–7.00E
–8.00E
–9.00E
1
51
101
151
201
251
RMS噪声VS输入电压电平
（ 60Hz的数据速率）
2.5
RMS噪声（ PPM ）
2.0
样本
1.5
1.0
0.5
–5.0 –4.0 –3.0 –2.0 –1.0
0
1.0
2.0
3.0
4.0
5.0
图6在图4所示的峰值具有非常低的
频内容。的频率和它们的幅度
与布局和A / D转换器的编程色调变化
的涡轮模式和数据速率。此数据是用一个
辛为10MHz ， 1个PGA ， 195和抽取比例
一个Turbo模式。
模拟量输入差分电压（ V）
十分之一伏
图5.该图中示出的噪声是唯一明显
该ADS1210和ADS1211转换的噪音水平后，
锡安过程通过讨论技术减少
在本申请中。这些技术包括适当的亲
编程的调制器的，适当的数据速率，并适当
电源平面布局。
音调发起时，调制器的输出是
10101010 ...或110110110 ...或001001001001等。即，
调制器的输出是1和0的一个很短的顺序
即重复非常频繁。这将产生的数字号码中
数字滤波器是接近一个“主要”比特转换（如
0111111 ......百万...... ） 。几乎每隔一段时间，调制器输出
跳过的序列。例如， 10101010变成10010101 。
这个偶然跳跃似乎来沿着以非常低的
频率。因此，数字滤波器“相信”有
实际上是一个低电平信号出现。
这个空闲音的一个例子示于图6中。这些
音是非常难以发现，通常在最后一个问题
对付试图获得的有效23位有效值时与
分辨率。在图6的例子中，在A / D转换器，
ADS1211 ，被配置于一体， Turbo模式一个PGA增益
ADS1210
TURBO 16 ， PGA 1 ， DR 3125 ， 100Hz的，小投入
–2.22E
–2.24E
–2.26E
–2.28E
–2.30E
–2.32E
–2.34E
–2.36E
1
51
101
151
201
251
样本
图7，这个数据是从同一装置中的
同在一个微小的变化相同的条件下在图5中
布局。输入导线的长度从6变
英寸至1英寸。
5
QQ：800888908 复制
