摘 要：介绍和分析了一种用于PWM控制器内部的稳压电路，采用双极线路结构和4μm工艺。经过PSPICE仿真，它具有0.176mV/V的稳压系数和60dB的纹波抑制比和较低温度系数。
关键词：双极集成电路；专用集成电路；控制器；稳压器

1 引 言
随着SOC的发展，在芯片内部集成稳压电路已越来越成为一种趋势，然而随着电路与系统的复杂化，对片内稳压器的要求与分立稳压器有所不同。比如，高速PWM控制IC对开关频率和稳定度的要求很高，因此需要有更高性能指标的内部稳压器，本文介绍的一种高速PWM控制IC内部稳压器采用独特的线路结构，具有稳压系数低、电源抑制比高、温漂低等特点，较好的满足芯片的整体要求，希望对SOC的设计有所借鉴。

2 电路结构及工作原理
2.1 电路组成
这部分电路的系统框图如图1所示，电路原理图如图2所示，属于串联式稳压器。本电路由欠压锁定电路、前级基准、带隙基准源、误差放大器、调整元件、取样电路、保护电路组成。

欠压锁定电路主要由施密特比较器构成，采用了特殊的电路结构，从而使这一级电路稳定系数和温漂比较低。
带隙基准源由Q3、Q13、R5、R6、Q15、Q8组成，其中Q15、Q8为基准源的有源负载。
误差放大器由Q1、Q2、Q5、Q6 、Q7、Q8组成，其中Q5、Q6为有源负载， Q7、Q8共基极，有利于提高放大器的放大倍数，又比较对称，有利于提高共模抑制比。
调整元件由QT14、Q15构成达林顿复合管：
R7、R8为取样电阻.。为了分析主要问题，在这里把过流保护和过压保护电路省略了。

2.2 工作原理
从电网变压过来的直流电压VCC通过施密特比较器，当VCC>9.2V(V+)时开启欠压锁定电路，从而启动Q9,Q10构成的恒流源给Q11、Q12提供偏置，同时基准源工作起来，通过取样电阻R7,R8分压可得输出电压：VREF＝(R7+R8)/R8×Vref≈5.1V。

当输出VREF因外界不稳定引起过压或过流等，调整管使之重新稳定，其调整过程是：
VREF ↑→取样分压 VC ↑→Q3 更导通→V3C↓即 V2B↓→Q2更导通→输出 ⊿ID=2⊿I2↑
经Q7、Q8放大为⊿I11E=4β⊿I2，因为 I11C=I11E,所以此时I11C大大增加，从而VF下降，这样Q10导通能力下降，从而 I10C减少，I14B减少, 经过Q14、Q15放大 VREF迅速下降回到5.1V.

当输入电压VCC下降低于8.4V，欠压锁定，电路处于关断状态；当电路过流、过压太大时，通过保护电路也使之关断。

3．关键电路的实现
影响稳压器性能的因素有：电压调整率、稳压系数、温度系数和噪声系数，而高电压调整率是获得低噪声和低温漂的前提。为了增加稳压器的稳定，设计了由前级基准电路V1构成的预稳电路，把电网波动尽量减少（如图2所示）。

3.1 基准电压源
基准源的稳定性对电源的电压调整率影响很大。为了获得较高电源抑制比和低温度系数，我们用高精度、低温漂的带隙基准源。
由半导体集成电路理论[2] ，从图2-1可知：
取Q3、Q13发射极面积比A3：A13=7：1，当Q3、Q13基极提供适当的偏置，采用热电压VT的正温度系数和Vbe2的负温度系数相补偿，可以使∂Vc/∂T＝0.，因此

3.2 误差放大器
误差放大器的基准输入端与基准电源电路相连。它的放大倍数和温漂的大小是稳压电源稳定系数、纹波抑制比和温度系数等的决定因素。下面分别讨论。
1）对稳压系数的影响
根据稳压系数的定义[3]，结合图2得

式中 VL――放大器输出电压
Vi――放大器输入电压
N――取样比
KV――误差放大器放大倍数
Rb――加在T2的基级输入电阻
RZ――加在T1的基极输入电阻
R2E――T2发射极电阻

由（2）式可知，要提高稳定度，即要减少稳压系数，可用两种方法实现：
一种是增大取样比N，这样加到比较器的那部分电压变化愈大，反馈愈强。但是由于输出电压 VREF=VC/N，所以N受到限制。

另一种方法是提高误差放大器放大倍数KV ，这可以从两种途径来实现，一种是增大比较放大器的级数，但这样温漂也厉害；第二种采用了恒流源负载Q5、Q6，其交流负载大、直流负载小的特点使R2E很大，而且温漂小，在本电路中采用了后一种。

2) 对温漂的影响
由于Q1、Q2很对称，所以温漂可以互相抵消。输出电压的温漂就主要由⊿VB决定，而⊿VB由基准源决定，带隙基准源温漂低，因此放大器温漂很小。

3) 对输出纹波电压的影响
输入电压中含有波纹电压，这些波纹电压可以看作输入电压不稳定引起的，稳压器的强烈负反馈使输出波纹大大减少，由稳定系数的定义，输出波纹电压：Vno=SVniVO/VI