ⅲ型网络可实现两个并联谐振频率，分别实现在通带上和通带下按几何对称的两个传输零点。这种电路结构并不理想，因为决定两个并联谐振频率的元件不是严格独立的，每个谐振点都由很多元件相互影响确定，这使调谐相当困难。另外，对于频带很窄的滤波器，元件值可能变得不切合实际。幸运的是，另一种电路可以提供更实用的电感电容关系。两个等效电路如图1所示。后一个电路采用两个并联调谐电路，每个并联谐振条件直接对应于一个传输零点。

　　图1 ⅲ型网络的等效电路

　　图1所示的ⅲ型网络用元件值的倒数表示，因为归一化带通滤波器的中心频率是lrad/s。由于当ω0=1时，谐振的一般条件简化为lc=1，因此谐振元件值互为倒数。

　　这样归一化的原因是要大大简化与图1对应的变换公式。否则与两个电路有关的方程式会非常复杂。因此，首先设计归一化椭圆函数带通滤波器，然后变换到所需要的中心频率和阻抗。

　　为了得到归一化带通滤波器，首先用q.乘以所有归一化低通滤波器的l和c元件值，qbp=fo/bw（bw为通带带宽）。然后，每个电感串联电容、每个电容并联电感使之谐振，可以直接将网络变换为归一化带通滤波器。由于ω0=1，谐振元件值互为倒数。

　　现在可以计算图1的变换。首先计算：

　　图1经过变换后，归一化带通滤波器对要求的中心频率和阻抗进行标度，所有电感乘以zxfsf，所有电容都除以z×fsf。在此情况下，频率变换系数等于ω0=2xfo，此处几是带通滤波器的中心频率。以hz为单位的谐振频率可以用几乘以所有以rad/s为单位的归一化谐振频率得到。椭圆函数带通滤波器的设计可用下例说明。

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