通用陆地无线接入(utra)演进的目标是构建出高速率、低时延、分组优化的无线接入系统[1]。 演进的utra致力于建立一个上行速率达到50 mhz、下行速率达到100 mhz、频谱利用率为3g r6的3～4倍[2] 的高速率系统。为达到上述目标，多址方案的选择应该考虑在复杂度合理的情况下，提供更高的数据速率和频谱利用率。在上行链路中，由于终端功率和处理能力的限制，多址方案的设计更具挑战性，除了性能和复杂度，还需要考虑峰值平均功率比(papr)对功率效率的影响。

　　在3gpp lte的标准化过程中，诺基亚、北电等公司提交了若干多址方案，如多载波(mc)-wcdma，mc-td-scdma，正交频分多址接入(ofdma)，交织频分复用(ifdma)和基于傅立叶变换扩展的正交频分复用(dft-s ofdm)。ofdma已成为下行链路的主流多址方案，并且是上行链路的热门候选方案，其中，北电公司的方案支持频分双工(fdd)方式[3]，信息产业部电信传输研究所的方案支持时分双工(tdd)方式[4]。

　　由于正交频分复用(ofdm)能够很好地对抗无线传输环境中的频率选择性衰落，可以获得 很高的频谱利用率，ofdm非常适用于无线宽带信道下的高速传输。通过给不同的用户分配不同的子载波，ofdma提供了天然的多址方式。由于用户间信道衰落的独立性[1]，可以利用联合子载波分配带来的多用户分集增益提高性能，达到服务质量(qos)要求。然而，为了降低成本，在用户设备(ue)端通常使用低成本的功率放大器，ofdm中较高的papr将降低ue的功率利用率，降低上行链路的覆盖能力。由于单载波频分复用(sc-fdma)具有的较低的papr，它被提议成为候选的多址方案[5]。

　　目前，ofdma已被广泛研究，并已成为3gpp lte的下行链路的主流多址方案。然而，在上行链路的研究中，尽管sc-fdma成为主流的多址方式，但ofdm和sc-fdma之间的比较大多从 papr的角度进行，而没有考虑两者的链路性能，更没有充分地考虑papr和性能的折衷。本文比较了ofdma和dft-s ofdm的基本原理，并仿真了它们在无线信道中的基本性能。仿真结果表明：尽管dft-s ofdm具有较低的papr，但它的链路级性能却不如ofdma。

　　1 ofdma和dft-sofdm的基本原理

　　1.1ofdma的基本原理

　　ofdma将整个频带分割成许多子载波，将频率选择性衰落信道转化为若干平坦衰落子信道，从而能够有效地抵抗无线移动环境中的频率选择性衰落。由于子载波重叠占用频谱，ofdm能够提供较高的频谱利用率和较高的信息传输速率。通过给不同的用户分配不同的子载波，ofdma提供了天然的多址方式，并且由于占用不同的子载波，用户间满足相互正交，没有小区内干扰(如图1所示)。同时，ofdma可支持两种子载波分配模式：分布式和集中式。在子载波分布式分配的模式中，可以利用不同子载波的频率选择性衰落的独立性而获得分集增益。

　　此外，因为ofdma已成为下行链路的主流方案，上行链路如也采用ofdma，lte的上下行链路将具有最大的一致性，可以简化终端的设计。

　　一个分配了m个子载波的用户的传输信号可表示为：d =[d 0，d 1……d m-1]t，其中，t代表矩阵转置，di是调制信号。

　　经过快速傅立叶反变换(ifft)调制后，信号向量s =f n* t n,m d，其中tn，m代表子载波分配的映射矩阵，其元素是表达子载波的分布式或者集中式分配。f*n是n点ifft矩阵，*代表共轭转置，并且fn=[f 1t，f 2t……f nt]t，

　　经过衰落信道和快速傅立叶变换(fft)信号处理后，频域的接收信号可以作如下表达：r=htn，m d+n，其中h=diag(hk)，hk是第k个子载波上的频域响应；n是高斯噪声向量；r=[r(0)，r (1) ……r (n-1)]t，r (k)是第k个子载波上的接收信号。

　　由于ofdm的时域信号是若干平行随机信号之和，因而容易导致高papr。基站端的功率限制相对较弱，并且可以采用较为昂贵的功率放大器，所以在下行链路中，高papr不会带来太大的问题。然而，在上行链路中，由于用户终端的功率放大器要求低成本，并且电池的容量有限，因而高papr会将降低ue的功率利用率，减小上行的有效覆盖。为避免ofdm的上述缺点，必须降低papr。

　　降低ofdm的papr的技术有很多，比如选择性映射、削波和滤波等等。文献[6]中证明了通过削波和滤波，可以将papr降低到6 db以下时，同时对ofdm的性能影响很小，而且带来的复杂度增加也是可以接受的。因此，本文将主要研究不同多址方案的链路级性能的比较。