单端有源箝位DC/DC变换器
发布时间:2008/5/27 0:00:00 访问次数:499
摘要：单端正激式及反激式变换器的性能，因采用了有源箝位/恢复技术而大大增强。其优点是效率高，对外干扰及器件应力小。本文介绍了两种有源箝位电路拓扑，对电路工作状态进行了分析，对磁化电流和负载电流之间的关系进行了推导。最后，对这种有源箝位的dc/dc变换器的优点，作了归纳。 关键词：功率变换 开关电源 zvs
1 引言
在开关电源里，可把直流电压从一个电平变换到另一个电平。诸如buck电路，boost电路以及buck－boost电路。但是，当要求把相当高的直流电压变换到相当低的直流电压时，常规变换技术的效率较低，特别是当变换器的工作频率在1mhz以上时，开关损耗变得特别大。
图1电路就是常规的buck（正激式）变换器。该变换器在正常工作期间，开关管s1导通，把输入电压和输出电压之差加在电感l1上，使电感l1中的电流增加，并对输入电容cs充电；该电流又送至负载rl上。当开关s1关断时，电感l1极性反向使二极管d1导通，然后，电流流经d1和l1，其幅度是逐渐下降的，直到s1再导通为止，又开始下一个工作周期。
图2为常规的buckboost变换器，它用变压器t把输入及输出电压隔离开来。该变换器可使输出电压的幅值大于或小于其输入电压的幅值。此电路的缺点是开关管电流和二极管电流均比基本的buck或boost变换器的电流大。
本文所介绍的具有有源箝位的dc/dc功率变换器，可以在1mhz以上的开关频率下，以零电压谐振变换来工作。电路中，只需要一个磁芯兼作电感和变压器。通过改变匝比，以获得所需要的电压。对其输出特性的控制和普通的变换器拓扑一样。用零电压谐振变换和变压器隔离技术，对磁芯无特殊要求。该电路控制部分采用脉宽调制技术（pwm），工作频率高，效率也高，且输入输出隔离。
2 电路结构说明
图3为本文重点介绍的具有有源箝位的dc/dc变换器电路。电路中采用了三只开关管s1、s2及s3，变压器t，变压器初级侧和次级侧的滤波电容分别为ci和cs。为分析方便，假定电容足够大，电容电压在整个开关周期内为恒定值；变压器初次级绕组的耦合系数为1；开关管是理想的，即无功耗，并且能通过正反任一方向的电流。此外，在分析中，只考虑单输出形式，要输出几种电压，可以增加次级绕组。
通常是用普通的定时电路（未画出）来控制三个开关管的工作。其控制波形如图4所示。在工作时，有源箝位开关s1和同步开关s3由同一信号ug来驱动(同时导通，同时截止),如图4（a）波形所示。s2则用相反的信号来驱动。这样，当s1及s3导通时，s2截止,反之亦然。因为假定s1、s2、s3均为理想开关管，即开通与关断是瞬时完成的。实际上，开关时间在30ns～120ns之间，一般采用先关断后开通的波形来驱动。
3 电路工作状态分析
图5和图6所示为图3电路的两种工作状态。假定开始时该电路已处于稳态运行，如图5所示，s2导通，变压器初级绕组中的电流增加，给电容cp充电，而输出电流io完全由电容cs支持着。在图6所示的状态中，s1及s3导通。这就使贮存在电容cp和电感lp中的能量，从变压器初级侧传递到次级侧负载。
s2的工作周期为t，占空比为d，导通间隔为工作周期的一部分，即dt。而s1及s3的导通时间间隔为t－dt=t（1－d）。在周期t内，初级绕组两端电压的平均值为零，即
(ui－nuo)dt－nuo(1－d)t=0 (1)
uid=nuo (2)
d=nuo/ui (3)
式中，n是变压器的匝比。式（1）示于图4（b）。同样cs中的平均电流也为零。当s2导通时，cs供给负载电流io。当s1及s3导通时，cs充电，以补偿s2导通时cs输出的能量。在理想情况下，可以认为cs中的电流ics基本上是矩形，如图4（c）所示。当s2导通时，cs输入电流ics和输出端电流io是幅值相等相位相反的,即
摘要：单端正激式及反激式变换器的性能，因采用了有源箝位/恢复技术而大大增强。其优点是效率高，对外干扰及器件应力小。本文介绍了两种有源箝位电路拓扑，对电路工作状态进行了分析，对磁化电流和负载电流之间的关系进行了推导。最后，对这种有源箝位的dc/dc变换器的优点，作了归纳。 关键词：功率变换 开关电源 zvs
1 引言
在开关电源里，可把直流电压从一个电平变换到另一个电平。诸如buck电路，boost电路以及buck－boost电路。但是，当要求把相当高的直流电压变换到相当低的直流电压时，常规变换技术的效率较低，特别是当变换器的工作频率在1mhz以上时，开关损耗变得特别大。
图1电路就是常规的buck（正激式）变换器。该变换器在正常工作期间，开关管s1导通，把输入电压和输出电压之差加在电感l1上，使电感l1中的电流增加，并对输入电容cs充电；该电流又送至负载rl上。当开关s1关断时，电感l1极性反向使二极管d1导通，然后，电流流经d1和l1，其幅度是逐渐下降的，直到s1再导通为止，又开始下一个工作周期。
图2为常规的buckboost变换器，它用变压器t把输入及输出电压隔离开来。该变换器可使输出电压的幅值大于或小于其输入电压的幅值。此电路的缺点是开关管电流和二极管电流均比基本的buck或boost变换器的电流大。
本文所介绍的具有有源箝位的dc/dc功率变换器，可以在1mhz以上的开关频率下，以零电压谐振变换来工作。电路中，只需要一个磁芯兼作电感和变压器。通过改变匝比，以获得所需要的电压。对其输出特性的控制和普通的变换器拓扑一样。用零电压谐振变换和变压器隔离技术，对磁芯无特殊要求。该电路控制部分采用脉宽调制技术（pwm），工作频率高，效率也高，且输入输出隔离。
2 电路结构说明
图3为本文重点介绍的具有有源箝位的dc/dc变换器电路。电路中采用了三只开关管s1、s2及s3，变压器t，变压器初级侧和次级侧的滤波电容分别为ci和cs。为分析方便，假定电容足够大，电容电压在整个开关周期内为恒定值；变压器初次级绕组的耦合系数为1；开关管是理想的，即无功耗，并且能通过正反任一方向的电流。此外，在分析中，只考虑单输出形式，要输出几种电压，可以增加次级绕组。
通常是用普通的定时电路（未画出）来控制三个开关管的工作。其控制波形如图4所示。在工作时，有源箝位开关s1和同步开关s3由同一信号ug来驱动(同时导通，同时截止),如图4（a）波形所示。s2则用相反的信号来驱动。这样，当s1及s3导通时，s2截止,反之亦然。因为假定s1、s2、s3均为理想开关管，即开通与关断是瞬时完成的。实际上，开关时间在30ns～120ns之间，一般采用先关断后开通的波形来驱动。
3 电路工作状态分析
图5和图6所示为图3电路的两种工作状态。假定开始时该电路已处于稳态运行，如图5所示，s2导通，变压器初级绕组中的电流增加，给电容cp充电，而输出电流io完全由电容cs支持着。在图6所示的状态中，s1及s3导通。这就使贮存在电容cp和电感lp中的能量，从变压器初级侧传递到次级侧负载。
s2的工作周期为t，占空比为d，导通间隔为工作周期的一部分，即dt。而s1及s3的导通时间间隔为t－dt=t（1－d）。在周期t内，初级绕组两端电压的平均值为零，即
(ui－nuo)dt－nuo(1－d)t=0 (1)
uid=nuo (2)
d=nuo/ui (3)
式中，n是变压器的匝比。式（1）示于图4（b）。同样cs中的平均电流也为零。当s2导通时，cs供给负载电流io。当s1及s3导通时，cs充电，以补偿s2导通时cs输出的能量。在理想情况下，可以认为cs中的电流ics基本上是矩形，如图4（c）所示。当s2导通时，cs输入电流ics和输出端电流io是幅值相等相位相反的,即
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